Название дипломной работы


Выбор схемы регулятора мощности



страница10/14
Дата22.06.2019
Размер1.19 Mb.
#106160
ТипПояснительная записка
1   ...   6   7   8   9   10   11   12   13   14

3.3 Выбор схемы регулятора мощности


В современных системах радиосвязи с множественным доступом передаваемая РЧ мощность постоянно изменяется внутри заданного диапазона для того, чтобы оптимизировать баланс линии связи. В результате достигается два положительных эффекта: уменьшается уровень интерференционных помех для близких приемников, и уменьшается мощность, потребляемая передатчиком от источника питания.

Для эффективного функционирования многих систем необходимо производить адаптивную регулировку выходной мощности передающих устройств базовых станций и мобильных абонентских устройств, что отражается в соответствующих стандартах. Команда на изменение выходной мощности в виде цифрового кода вырабатывается в информационном блоке и поступает через ЦАП на узел регулировки мощности. Число дискретных уровней выходной мощности, шаг и диапазон регулировки зависит от конкретного стандарта.


Uупр

Вход РЧ


мощности
XT

РЧ усилитель

ЕпитУМ

Епит

Выход РЧ

В дополнение к рассмотренному виду управления выходной мощностью, называемому иногда «статическим», в TDMA системах с временным разделением должно происходить управляемое включение и выключение усилителей мощности в паузах между передачей РЧ посылок (информационных посылок). Это позволяет уменьшить проникновение сигнала в соседние каналы из-за расширения спектра формируемого РЧ сигнала, происходящего при коммутации передатчика. Формирование требуемой формы огибающей производится путем плавной коммутации или рампинга усилителя мощности передатчика с нормированными временами установления и спада (среза) формируемого выходного радиоимпульса в соответствии со спецификациями стандартов. Слишком крутые фронт и срез формируемой посылки приводят к расширению занимаемой полосы частот. С другой стороны. Они не должны быть слишком пологими, так как это может привести к потери информации из-за недостаточной мощности в начале и конце информационных пакетов. Такое управление трактом передачи называют динамической регулировкой выходной мощности передатчика.


Uупр

Вход РЧ


Епит

Выход РЧ


мощности
XT

РЧ усилитель

ЕпитУМ

Рисунок 3.6 – Управление выходной мощностью передатчика путем изменения напряжения питания

Наиболее простым образом управлять величиной выходной мощности УМ можно изменяя величину его напряжения питания (Supply Voltage Control Technique). В этом случае напряжение на РЧ усилитель мощности подается через полевой транзистор, к затвору которого приложено выходное напряжение усилителя с постоянным коэффициентом усиления. В данной схеме выходная РЧ мощность пропорциональна величине напряжения питания усилителя мощности Епит УМ. Полевой транзистор используется в схеме как регулируемое сопротивление, позволяющее изменять напряжение питания от 0 до Епит.

Управляющее напряжение Uупр необходимой формы для статистической и динамической регулировки мощности подается на вход дополнительного усилителя. Быстродействие устройств получается очень высоким, и эта методика, так же известная как многоуровневая модуляция (high-level modulation), использовалась ранее в мощных АМ передатчиках.

Чтобы предсказывать точно величину выходной мощности УМ в зависимости от управляющего напряжения, должны быть известны характеристики передачи системы, для чего производят калибровку устройства. При этом достаточно произвести измерение искомой зависимости Рвых=f (Uупр) для двух точек и найти коэффициенты соответствующего линейного уравнения.

Рассмотренный метод управления РЧ усилителем мощности, использующий линейное соответствие между сигналом управления и выходным РЧ мощностью, имеет несколько достоинств:

– зависимость выходной мощности от управляющего напряжения получается с помощью достаточно простого процесса калибровки;

– необходимая форма РЧ пакета, удовлетворяющая требованиям временной маски, может быть легко получена путем подбора необходимого управляющего сигнала;

– выходные побочные составляющие, обусловленные процессом коммутации УМ, легко минимизируются.

Произведенные экспериментальные исследования показали, что при изменении выходной мощности в диапазоне, большем, чем 30 дБ, максимальная абсолютная ошибка управления составила 1.0 дБ. Однако во многих случаях такая точность управления УМ недостаточна для удовлетворения требований стандартов ССПО, что является недостатком рассматриваемого метода. Кроме того, ошибка управления резко увеличивается при изменении условий окружающей среды, рассогласовании нагрузки УМ и влиянии других факторов. Поэтому данный метод управления применяется в основном в простых радиопередающих устройствах.



Глава 4. Расчет усилителя мощности

4.1 Расчет режима выходного каскада


Расчет коллекторной цепи:

Расчет коллекторной цепи обычно ведется при заданной колебательной мощности Р1 (в двухтактных генераторах – при заданной мощности Р1, приходящейся на один транзистор) и определенном напряжении коллекторного питания, а в ряде случаев – при заданном нагрузочном сопротивлении Rэк.

Расчет коллекторной цепи транзистора необходимо вести с учетом возможности рассогласования нагрузки. Для оконечного каскада передатчика нагрузкой является фильтр гармоник, построенный на ПАВ. Нагрузкой предоконечного является входное сопротивление оконечного каскада.

Входное сопротивление фильтра ПАВ в диапазоне рабочих частот может отличаться от номинального Rн.ном= Rк. Область возможных отклонений ∆Zн относительно Rн.ном определяется допустимым коэффициентом бегущей волны в нагрузке КБВн (или коэффициентом стоячей волны КСВн=1/ КБВн). К оконечному каскаду фильтр ПАВ подключается через согласующие цепи передатчика, которые проектируются на заданный КБВф в рабочей полосе частот. Для оценки результирующего рассогласования, создаваемого этими последовательно включенными цепями, нагруженными на комплексное сопротивление Zн, надо в диапазоне рабочих частот fн…fв рассчитать результирующее входное сопротивление Zвх, а затем оценить минимальный КБВвх на входе как наибольшее отклонение ׀∆Zвх׀ входного сопротивления Zвх относительно номинального сопротивления Rвх.ном, равного Rэк для транзисторов оконечного каскада. Поскольку расчет Zвх оказывается очень трудоемким, ограничиваются приближенной оценкой КБВвх min Значение КБВвх min в оконечных каскадах не должно быть ниже 0,5…0,6; а в предоконечном и предварительных каскадах допустимое снижение КБВвх min до 0,2…0,5.

Принципиальная схема этого каскада представлена на рисунке 4.1

В качестве усилительного элемента используем биполярный транзистор 2Т941А.

Исходные данные для расчета:

rнас=0,6 Ом

rб=0,9 Ом

rэ=0,8 Ом

h21= 20

Cк= 5 пФ

Cэ= 14 пФ

Lэ=1,2 нГн

Lб=1,8 нГн

Uкб=30 В

Uкэ=30 В

Eбэ=3 В

Eп=5 В

Iк0доп(Iк max доп)=1А

P1ном=1 Вт

Для получения заданной мощности используем два транзистора 2Т941А, включенные параллельно в классе В, по схеме с общим эммитером. Принципиальная схема каскада показана на рисунке 4.1



Рисунок 4.1 – Принципиальная схема оконечного каскада УМ

1. Амплитуда первой гармоники напряжения UК1 на коллекторе
(4.1)

где напряжение коллекторного питания ЕК=5В.

При полном использовании транзистора по напряжению (UКmax ≤Uк доп) из условия

ЕК= Uк доп- UК1max= Uк доп-(1,2…1,3) UКгр,

где коэффициент 1,2…1,3 учитывает увеличение UК1 при переходе в перенапряженный режим, и принимая UКгр=(0,7…0,9)Ек, определяем

ЕК≤(0,45…0,54) Uк доп , (4.2)

5 ≤ 0,45*30

5 В < 13,5 В

2. Максимальное напряжение на коллекторе не должно превышать допустимого:

UКmax= ЕК+ (1,2…1,3) UК1гр≤ Uк доп, (4.3)

UКmax=5+1,2∙4,462=10,354 В

10,354 В<30 В

3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

(4.4)



  1. Постоянная составляющая коллекторного тока:

(4.5)

0,287 А
5. Максимальный коллекторный ток:

(4.6)

0,897 А < 1 А
6. Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного питания:

(4.7)

7. Коэффициент полезного действия коллекторной цепи при номинальной нагрузке:



(4.8)

8. Максимальная рассеиваемая мощность на коллекторе транзистора:



(4.9)

9. Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки (в двухтактных генераторах для транзистора в одном из плеч):



, (4.10)

Расчет входной цепи транзистора:

Приводимая ниже методика расчета входной цепи для схем с ОЭ справедлива на частотах до (0,5…0,8)fт. Если рабочая частота оказывается выше, то следует брать более высокочастотный транзистор. Для транзисторов СВЧ (f≥500…1000МГц) существенную роль играют LC-элементы, образующиеся между кристаллом и корпусом транзистора. Это относится и к более низкочастотным транзисторам, внутри корпуса которых встроены согласующе-трансформирующие LC-цепи.

При расчете входной цепи транзистора с ОЭ предполагается, что между базовым и эмиттерным выводами транзистора по ВЧ включен резистор Rдоп, сопротивление которого



(4.11)



  1. Амплитуда тока базы

(4.12)
где χ=1+γ1(θ)*2π*fТ*CК*RЭК ,

,


2. Напряжение смещения на эммитерном переходе

(4.13)

Если ׀ЕБ׀≥ , то можно уменьшить сопротивление Rдоп по сравнению с (4.11).

Напряжение Еотс принимают равным 0,5…0,7В – для кремниевых.


0,65В < 3В

3. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе



(4.14)

4. Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов



(4.15)



5. В эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора на рисунке 4.2 LвхОЭ, rвхОЭ, RвхОЭ и СвхОЭ находятся по формулам



Рисунок 4.2 – Эквивалентная схема входной цепи транзистора

(4.16)



(4.16а)









6.Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора Zвх=rвх+jxвх:





(4.16в)





7. Входная мощность



(4.17)

8. Коэффициент усиления по мощности транзистора



(4.18)

Полученный коэффициент усиления больше предусмотренного в расчете структурной схемы усилителя мощности.





Поделитесь с Вашими друзьями:
1   ...   6   7   8   9   10   11   12   13   14




База данных защищена авторским правом ©vossta.ru 2022
обратиться к администрации

    Главная страница